【導讀】最新研發(fā)的精準串聯主動電壓定位技術為μModule穩(wěn)壓器帶來了突破性進展。該創(chuàng)新方案通過優(yōu)化負載瞬態(tài)響應特性，成功將所需輸出電容降低高達50%，顯著節(jié)約了電路板空間，為全陶瓷電容解決方案的實現創(chuàng)造了條件。相較于傳統分流架構，串聯AVP設計在負載線精度方面表現卓越，有效提升了輸出電壓的精準度，實測數據充分驗證了其優(yōu)異的負載瞬態(tài)響應性能。
摘要
最新研發(fā)的精準串聯主動電壓定位技術為μModule穩(wěn)壓器帶來了突破性進展。該創(chuàng)新方案通過優(yōu)化負載瞬態(tài)響應特性，成功將所需輸出電容降低高達50%，顯著節(jié)約了電路板空間，為全陶瓷電容解決方案的實現創(chuàng)造了條件。相較于傳統分流架構，串聯AVP設計在負載線精度方面表現卓越，有效提升了輸出電壓的精準度，實測數據充分驗證了其優(yōu)異的負載瞬態(tài)響應性能。
引言
主動電壓定位(AVP)或主動下垂技術能夠調節(jié)電源輸出：輕載時維持較高輸出電壓，重載時維持較低輸出電壓。實現AVP控制技術的一大好處是可以改善負載瞬態(tài)響應并降低輸出電容，因為AVP為電源響應負載瞬變提供了更多空間。μModule穩(wěn)壓器是完整、經過測試且合格的封裝電源解決方案。對于電信和數據中心應用，μModule穩(wěn)壓器憑借快速負載瞬態(tài)響應、極小的電路板占用空間及全陶瓷電容式解決方案而備受青睞。然而，使用傳統非AVP控制技術很難滿足所有要求。
本文介紹了一種精準串聯AVP實現方法，在反饋控制環(huán)路中添加兩個電阻。這種串聯AVP方法的優(yōu)勢在于，負載線精度幾乎與gm放大器增益變化無關；而對于分流AVP1等其他AVP實現方法，如果gm放大器增益的變化較大，負載線精度將降低。實現這種串聯AVP后，輸出電容可減少多達50%，同時峰峰輸出電壓瞬態(tài)也略有改善。由于電容減少50%，因此僅需要陶瓷電容，由此可以大幅提高系統可靠性并優(yōu)化成本，因為鋁電解電容的可靠性遠低于陶瓷電容，而且成本更高。
實現AVP控制技術的另一個好處在于，當負載電流較大時，可以降低輸出電壓，從而降低負載功耗。LTM4650-2示例顯示，凈功耗節(jié)省為1.4 W或5.6%，大大節(jié)省了功耗并延長了電池續(xù)航時間。
串聯AVP實現
AVP是指穩(wěn)壓器的輸出電壓根據負載電流的變化而動態(tài)調整的一種方式，而如果采用傳統方法（非AVP），輸出電壓在所有負載下始終固定在標稱值VOUT，如圖1所示。如果采用AVP方法，當輸出電流增加時，輸出電壓逐漸降低。在輕載條件下，輸出電壓設為調節(jié)至略高于標稱值，而在重載條件下，輸出電壓設為調節(jié)至略低于標稱值。1 當負載電流突然增加時，輸出電壓從高于標稱值的電平開始，因此輸出電壓可以下降更多幅度并保持在額定電壓范圍內。當負載電流突然減小時，輸出電壓從低于標稱值的電平開始，因此輸出電壓可以有更多的過沖并保持在額定電壓范圍內。對于所有負載電流范圍，輸出電壓應限制在額定電壓限值內（VMAX和VMIN之間）。
圖1.采用AVP的VOUT與采用傳統方法（非AVP）的固定標稱值VOUT。
圖2顯示AVP串聯補償電路。內部基準電壓(VREF)和VOUT反饋分別連接到誤差放大器的正輸入和負輸入。與RHI連接的VHI（或INTVCC）向放大器輸出（ITH或COMP）提供適當的直流電壓，以防止輸出進入飽和狀態(tài)。RLO（反饋電阻）位于輸出(ITH)和負輸入（或FB）之間。因此，RLO決定了gm放大器增益。RHI和RLO值應遠高于R1和R2。
負載線公式1：
Ki是電流檢測增益，RSENSE是電流檢測電阻值（或DCR檢測的電感DCR值）。
與AVP分流補償電路1相比，串聯補償電路的優(yōu)勢在于負載線取決于R1/RLO增益，幾乎與誤差放大器跨導(gm)的容差無關。IC工藝和設計多種多樣。遺憾的是，一些IC的gm值在器件間的差異高達±30%，而且分流補償電路AVP的負載線與1/gm增益成正比。因此，分流AVP的負載線較差。
圖2.AVP串聯補償電路。
LTM4650-2穩(wěn)壓器上的AVP解決方案
在LTM4650-2（電流模式同步降壓穩(wěn)壓器）上，標稱1 V輸出能夠提供25 A負載，瞬態(tài)窗口約為±8%(160 mV pp)。在這種傳統穩(wěn)壓器（非AVP）上，需要外部RC濾波電路來實現快速II型控制環(huán)路補償。輸出端有一組5個100 μF陶瓷電容和2個470 μF POSCAP。當負載階躍為19 A（滿載的75%）且擺率為19 A/μs時，瞬態(tài)響應為136 mV pp，如圖3所示。
圖3.非AVP電路的負載瞬態(tài)波形，輸出電壓瞬態(tài)為136 mV pp，COUT1 = 5× 100 μF陶瓷電容，COUT2 = 2× 470 μF POSCAP電容。
如圖4所示，實現AVP時，在COMP上應用了AVP補償電路，但不需要RC補償。在半載(12.5 A)條件下，通過微調R2，特意將輸出電壓設為標稱值(1 V)。對于負載瞬態(tài)響應，獲得了95 mV pp的VOUT，如圖5所示。瞬態(tài)性能已得到改善。當輸出電壓設為1 V且電流為25 A（滿載）時，負載功率為25 W。通過將輸出電壓降低至0.945 V（25 A負載時），負載功率現在為23.6 W，單個輸出的功耗節(jié)省現在為1.4 W。對于兩個輸出，凈功耗節(jié)省總計為2.8 W。
圖4.采用AVP的電路（串聯補償電路）。
圖5.采用AVP的電路（圖4）的負載瞬態(tài)波形，輸出電壓瞬態(tài)為95 mV pp。COUT1 = 5× 100 μF陶瓷電容，COUT2 = 2× 470 μF POSCAP電容。
采用AVP實現方案時，兩個POSCAP可替換為兩個陶瓷電容，因此COUT1上共使用7個100 μF陶瓷電容。使用陶瓷電容的優(yōu)勢是等效串聯電阻(ESR)和等效串聯電感(ESL)更低、成本更低、尺寸更小、性能更可靠。瞬態(tài)性能已改善，測量結果是VOUT為104 mV pp，如圖6所示。
圖6.采用AVP的電路的負載瞬態(tài)波形，輸出電壓瞬態(tài)為104 mV pp。COUT1 = 7× 100 μF陶瓷電容。
表1顯示了上述測量的非AVP（基準）、AVP和僅使用輸出陶瓷電容的AVP的負載瞬態(tài)響應V p-p，以供比較。
表1.非AVP、AVP和僅使用輸出陶瓷電容的AVP之間的負載瞬態(tài)響應V p-p比較
結論
在LTM4650-2 μModule穩(wěn)壓器上實現AVP串聯補償電路不僅提高了瞬態(tài)響應性能，還降低了高負載條件下的負載功耗。輸出電容需要小于50%。因此，可以用陶瓷電容代替POSCAP，從而降低成本并最大限度減少占用的電路板空間。這種AVP電路也適用于許多其他具有外部補償引腳和外部RC補償網絡的μModule穩(wěn)壓器（例如LTM4630-1、LTM4626、LTM4636、LTM8055-1等）。
參考文獻
1 Robert Sheehan，“主動電壓定位可減少輸出電容”，凌力爾特，1999年。
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